一种数字存储组合式PWM调制方案
摘 要：提出一种基于数字存储模式的PWM调制方案，讨论其非对称规则采样原理，给出宜于在线运算的简便算法。该方案采用了以EPROM为可编程定时器，并带有锁相同步功能的脉宽调制器的数字化实现方法。高开关频率基本固定，调制比与相位、频率可以独立控制，特别适用于PWM可逆整流器。
关键词：非对称规则采样；脉宽调制；可逆整流器；EPROM；占空比
引言
脉宽调制器是实现PWM可逆整流器的关键环节。与通常的变频调速系统中的PWM相比，PWM可逆整流器的PWM调制器有自己的一些特点：
(1)调制信号频率与电网工频严格保持一致，所以频率变化范围不大，一般不超过工频的2％。
(2)不仅要实时控制调制波的幅度，而且要控制其相对于电网电压的相移，要求调制器按照闭环控制给出的调制波幅度与相位，实时进行PWM调制。
目前，实现PWM调制器的方案种类繁多。以往的硬件方式电路复杂，数据存储量大，定时器花费较高［1，2］；软件方式则由于受到微处理器在线运算速度的限制，难以实现高开关频率的PWM；专用IC方式就目前常见的芯片而言，有许多不尽人意的方面，比如HEF4752不宜于较高的开关频率，SLE4520虽然开关频率较高，但他采用的是单边调制，波形对称性差，使调制效果大为逊色；滞环控制是一种应用较多的产生PWM调制开关信号的简便方法，但存在的主要缺点是开关频率高低悬殊而且不定。
本文讨论了PWM的一种非对称规则采样原理，给出宜于在线运算的简便算法。在此基础上提出了一种锁相同步型PWM调制器的数字化实现方法。该方法以EPROM作为可编程定时器，高开关频率基本固定，调制比与相位、频率可以分别独立控制，集模拟电路实现的快速性与微机实现的简单性于一身，特别适用于PWM可逆整流器。
2 非对称规则采样原理
众所周知，对称规则采样法通常只在载频三角波的顶点(或底点)位置对调制波采样而形成阶梯波。此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的。非对称规则采样法，既在三角波的顶点又在底点时刻对调制波进行采样，由采样值形成的阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(此时为采样周期的2倍)内的位置一般并不对称。在正弦波调制的情况下，非对称规则采样所形成的阶梯波比对称规则采样时更贴近正弦，调制效果更接近自然采样。此外，非对称规则采样的一个突出特点是计算简单，便于在线实时运算。
图1示出非对称规则采样PWM原理。以载频三角波与调制正弦波比较，在每一个载波半周期的起始点(对应于三角波顶点或底点)，对调制信号进行采样，此采样值的大小与相应的调制脉冲占空比的定量关系可通过图2所示的一个载波周期予以说明：在该周期TC的起点tn－1时刻对应调制波的采样值VR，在前半周期［tn－1，tn］内得以保持，同时以此值与三角波比较，其交点Q的位置决定了该半周期内调制脉冲由负到正的跳变时刻，即决定了负脉冲定时宽度t＿。
在图2中应用相似三角形对应边的比例关系得：
将一个载波周期TC中的前后半周对应的2个脉冲“背靠背”拼接在一起便构成一个非对称规则采样调制脉冲。分析式(1)和式(2)可知，当VR＝0时，t＋＝t－＝TC/4，即占空比d＝50％；当0＜VR＜1时，有TC/4＜t＋＜TC/2和0＜t－＜TC/4(d＞50％)；当－1＜VR＜0时，依此类推。换言之，对应于调制信号的正负交变，占空比d在50％上下波动。这正是两点式PWM的基本特征。若根据式(1)和式(2)，以软件配合定时器方式完成PWM调制，只需进行一次加减和一次乘法，特别适合于实时在线运算。从图1所示的一个完整的正弦波调制周期可见，非对称规则采样PWM具有1/4波对称性，故不含偶次谐波。不过基波分量比原调制波滞后恰好半个采样周期，这需要在实际控制当中加以补偿。
3 硬件实现
如上所述非对称规则采样PWM，宜于采用单片机内部可编程定时器实现，其定时宽度可通过式(1)和式(2)在线计算而得。然而采用EPROM作可编程定时器的硬件方式，不需要定时宽度的在线运算，一方面为微处理器腾出更多的时间来完成更高级的系统处理，另一方面也可以提高调制器的开关频率和响应速度，并且运行可靠性增加。硬件实现方案如图3所示。
由单片机根据PWM可逆整流器系统闭环控制算法结果，为调制器输出3种调制信息，即正弦波频率、相位和幅度，其中前两者以工频矩形波vi输出，作为数字锁相环(PLL)的参考输入信号；幅度信息通过并行口输出给EPROM2的高7位地址线A15～A9。
PLL与计数器CNT1，CNT2构成倍频器，同时保证了PWM调制的频率与相位锁定于vi(上升沿有效)。EPROM1存储的是128种占空比脉冲定时模式，占空比依次从128/256到255/256，由地址线A14～A8予以选择，客观上起着可编程定时的作用。每一种占空比定时模式占用256 B，在计数器CNT1周而复始的扫描检索下，数据线上输出相应占空比的脉冲序列。EPROM1的每种占空比定41时模式的D3～D0位存储脉冲格式如图4所示，D3位存储的是占空比d≥50％“先0后1”形脉冲(称作A型)，D1位是占空比d≥50％的“先1后0”形(称作B型)，D2，D0依次分别与D1，D3互补，或者说是d≤50％的A，B型脉冲。实际上图1中所示PWM波的每一载波半周期对应的脉冲形式，不外乎这4种，只需通过多路选择器(74HC153)对D3～D0之一进行适当的有序选择即可。D7～D4留做备用，比如可安排存储其他的采样模式。PWM＿A，B，C三者的EPROM1存储内容完全相同。
EPROM2中可以存储128种幅度调制比m各异的数字化正弦模式，通过地址线A15～A9来选择。m的分辨率为1/128，每一种单周期正弦模式占用512 B。随着CNT2计数过程的周而复始，对EPROM2进行周期性扫描检索，数据线D6～D0上依次输出正弦波各瞬时幅度对应的占空比量化值(相当于EPROM1的定时常数)。EPROM2中所存储的正弦模式，都是按照非对称规则采样方式，根据式(1)和式(2)离线计算的占空比(定时常数)的有序排列。正弦波的正负半周对应于相同的占空比序列，只是通过极性标识位D7加以区分，比如正半周对应于D7＝0，负半周D7＝1。此D7位与CNT2的最低位Q8组合，用来作为“4选1”开关的选通控制信号，其选通真值表如表1所示。
实际上Q8＝0和1依次对应于图1中每个载波周期的前、后半周，比如图1中［t1，t5］的时段内的4个半周期，多路选择器依次选通D3-D1-D2-D0，刚好可以在输出端Y拼合出［t1，t5］所示PWM波形。不难看到，通过多路选择器的加入与极性信号D7及Q8的作用，使占空比定时模式的存储量压缩一半。EPROM2＿A，B，C三者所存储的正弦模式相同，只是彼此互差120°相移。
单稳的微小延时与锁存器L2配合作用，以克服由于器件延时造成的多路数据到达输出的不同步。锁存器L1保证了非对称规则采样所确定的“定时常数”恰好在每个半载波周期的起始时刻一致到位于EPROM1可编程定时器。
4 结语
本文所提出的PWM非对称规则采样方法，一方面由于计算简便，很适合于微处理器的在线运算，主要以软件方式实现；另一方面，运用EPROM作可编程定时器的数字化硬件方式，几乎不占用CPU的时间，具有响应速度快、实时性强、可靠性高等特点，加之采用了锁相同步环节，宜于PWM可逆整流器实现高开关频率PWM调制。
对图3所示的PWM可逆整流器的脉宽调制器稍加修改，比如保持CNT1对EPROM1的扫描频率(决定着PWM开关频率)恒定，而将CNT2对EPROM2的扫描频率(决定着PWM调制频率)改为独立可控，不难实现适用于交流变频调速的PWM调制器。
参考文献
［1］Khan M ZU．Manning CD．Microprocessor controlled inverter for UPSapplications．3rd internationalconference on power electronics and variable speed drive，1988．
［2］Bose BK．电力电子学与交流传动［M］．西安：西安交通大学出版社，1990．
［3］丁学文．4520的局限和改进［J］．电力电子技术，1993，(4)
Posted on December 2nd, 2008 by CFZ
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